在這篇文章中，我們探討了 LC 振蕩器在直接調(diào)頻生成中的局限性，以及如何使用乘法器和自動(dòng)頻率控制（AFC）電路來處理這些問題。

在這一系列文章中，我們討論了多種創(chuàng)建可變電抗以進(jìn)行直接調(diào)頻生成的方法。在所有情況下，可變電抗都用于調(diào)制 LC 振蕩器。然而，使用單個(gè)非晶體振蕩器的直接調(diào)頻發(fā)生器將無法保持足夠的載波頻率穩(wěn)定性。

在這篇文章中，我們將學(xué)習(xí)如何使用自動(dòng)頻率控制（AFC）電路來確保調(diào)頻發(fā)生器的中心頻率漂移最小。我們還將探討頻率倍頻器如何增強(qiáng)直接調(diào)頻發(fā)生器的頻率偏差。

直接調(diào)頻生成的挑戰(zhàn)

圖1顯示了如何將一個(gè)變?nèi)荻O管并聯(lián)在振蕩器的諧振電路中來生成調(diào)頻波。

圖 1。 使用變?nèi)荻O管構(gòu)建用于調(diào)頻生成的可調(diào)振蕩器。

圖1所示的直接調(diào)頻電路需要滿足兩個(gè)相互沖突的要求：

1. 其瞬時(shí)頻率必須快速響應(yīng)調(diào)制信號(hào)。

2. 振蕩器的中心頻率必須保持長(zhǎng)期穩(wěn)定。

使用單個(gè)振蕩器實(shí)現(xiàn)這兩個(gè)目標(biāo)可能具有挑戰(zhàn)性。正如我們將在未來的文章中討論的那樣，克服這一基本挑戰(zhàn)的一種方法是通過使用間接調(diào)頻器。間接調(diào)頻器不需要載波振蕩器響應(yīng)調(diào)制信號(hào)。

另一種穩(wěn)定載波頻率的方法是使用反饋配置。這通常被稱為自動(dòng)頻率控制。AFC 回路旨在提高中心頻率的穩(wěn)定性，而無需在調(diào)制器的主振蕩器中使用晶體。

我們稍后會(huì)在文章中回到 AFC。現(xiàn)在，讓我們討論頻率倍頻器和混頻器如何幫助我們獲得所需的頻率偏移和載波頻率。

使用頻率倍頻器來提高 FM 頻率偏移

一個(gè)工作在 5 MHz 的電抗調(diào)制器可能具有±4 kHz 的頻率偏移，這顯著低于商業(yè) FM 廣播中使用的±75 kHz 最大偏移。如圖 2 所示，我們可以通過使用頻率倍頻器來增加頻率偏移。 

圖 2。 為了增加頻率偏移，我們?cè)趬嚎卣袷幤骱竺嫣砑恿艘粋€(gè)頻率倍頻器。

頻率倍頻器產(chǎn)生一個(gè)輸出信號(hào)，其頻率是其輸入頻率的精確倍數(shù)。如果我們把一個(gè)以θ為變量的正弦波輸入到乘法因子為 n 的頻率倍頻器中，輸出正弦波的變量將是 nθ。因此，通過將 FM 信號(hào)輸入到 n 倍頻率倍頻器中，我們可以將其頻率偏移增加 n 倍。

例如，假設(shè)調(diào)制器產(chǎn)生一個(gè)載波頻率為 5 MHz、最大頻率偏移為±4 kHz 的 FM 信號(hào)。通過應(yīng)用×18 頻率倍頻，我們得到一個(gè)載波頻率為 5 MHz × 18 = 90 MHz、頻率偏移為±4 kHz × 18 = 72 kHz 的 FM 波。這些值更接近商業(yè) FM 廣播的要求。

頻率倍頻通常以×2或×3的步長(zhǎng)進(jìn)行。用于此目的的電路分別稱為倍頻器和三倍器。對(duì)于×18頻率倍頻，我們可以級(jí)聯(lián)兩個(gè)三倍器和一個(gè)大倍頻器，如圖3所示。

圖 3。 通過級(jí)聯(lián)兩個(gè)三倍器和一個(gè)二倍器來實(shí)現(xiàn)×18 乘法器。

使用非線性電路創(chuàng)建頻率乘器

為了實(shí)現(xiàn)頻率倍增，輸入信號(hào)通過一個(gè)非線性元件，該元件會(huì)扭曲信號(hào)并產(chǎn)生諧波（輸入頻率的整數(shù)倍）。然后使用帶通濾波器選擇所需的諧波頻率，并從輸出中去除不需要的頻率分量——包括基波。

圖 4 展示了一個(gè)簡(jiǎn)化的頻率倍器模型，其中 C 類放大器作為非線性電路，一個(gè)調(diào)諧到二次諧波的 LC 諧振器提供所需的帶通濾波。由于輸入 FM 波的載波頻率為 5 MHz，輸出諧振器電路調(diào)諧到 10 MHz。

圖 4。 基于 C 類放大器的頻率倍頻器。

使用混頻器進(jìn)行頻率轉(zhuǎn)換

正如我們之前觀察到的，頻率倍頻器會(huì)提高載波頻率和調(diào)頻波的頻率偏移。使用較大的倍頻系數(shù)來實(shí)現(xiàn)目標(biāo)頻率偏移可能會(huì)導(dǎo)致中心頻率遠(yuǎn)高于我們的目標(biāo)。在這種情況下，可以使用混頻器來降低載波頻率?；旌喜僮鞑粫?huì)影響頻率偏移。

圖 5 是一個(gè)包括 VCO 之后頻率倍頻器和混頻器的調(diào)頻發(fā)生器的框圖，以獲得所需的載波頻率和頻率偏移。

圖 5。 一種包括乘法器和壓控振蕩器后混頻器的直接調(diào)頻發(fā)生器。

使用自動(dòng)頻率控制提高頻率穩(wěn)定性

直接調(diào)頻通?？梢酝ㄟ^最少的頻率倍頻來實(shí)現(xiàn)所需的頻率偏移。然而，直接方法往往頻率穩(wěn)定性差。為了解決這個(gè)問題，我們可以使用反饋回路來提供自動(dòng)頻率控制（AFC）。

在 AFC 回路中，輸出調(diào)頻波的中心頻率與晶體振蕩器產(chǎn)生的恒定頻率進(jìn)行比較。誤差信號(hào)與頻率差成正比，然后反饋到振蕩器以糾正差異。該系統(tǒng)如圖 6 所示。

圖 6。 使用鎖相環(huán)穩(wěn)定中心頻率。

在圖 6 中，壓控振蕩器的輸出與晶體振蕩器混合。在混頻器的輸出端提取差頻，并將其施加到頻率鑒頻器上。頻率鑒頻器是一種將 FM 信號(hào)的頻率變化轉(zhuǎn)換為相應(yīng)輸出電壓幅度變化的電路。頻率鑒頻器的信號(hào)通過低通濾波器濾波，然后用于調(diào)整壓控振蕩器。

頻率鎖相環(huán)

為了更好地理解自動(dòng)頻率控制（AFC）的工作原理，讓我們考慮圖 7 中的頻率穩(wěn)定回路。

圖 7。 頻率穩(wěn)定回路的一個(gè)示例。

在這個(gè)示例中，壓控振蕩器（VCO）的輸出是一個(gè)載波頻率為 5.1 MHz 的調(diào)頻波。這個(gè)頻率被乘以總倍數(shù) 3 × 2 × 3 = 18，產(chǎn)生一個(gè)輸出載波頻率為 91.8 MHz。×2 倍頻器的輸出（其載波頻率為 5.1 MHz × 3 × 2 = 30.6 MHz）也施加到混頻器上?；祛l器的另一個(gè)輸入是由晶體控制振蕩器產(chǎn)生，頻率為 14.3 MHz，然后經(jīng)過×2 倍頻器，得到一個(gè)穩(wěn)定的振蕩頻率為 28.6 MHz。

混頻器在其輸出端產(chǎn)生兩個(gè)不同的頻率分量。一個(gè)頻率分量是輸入頻率之和；另一個(gè)是輸入頻率之差。圖 7 中的電路采用帶通濾波器提取差頻分量。輸出隨后被輸入到設(shè)置為差頻（本例中為 2MHz）的頻率鑒頻器中。 

圖 8 展示了調(diào)諧到 2MHz 的理想頻率-電壓響應(yīng)特性。頻率鑒頻器產(chǎn)生與輸入頻率成正比的輸出電壓，其功能與壓控振蕩器相反。

圖 8。 調(diào)諧到 2 MHz 的鑒頻器的理想頻率-電壓響應(yīng)。

注意，鑒頻器在其輸入為 2 MHz 時(shí)輸出 0 V。由于晶體振蕩器提供穩(wěn)定的參考頻率，2 MHz 的差頻對(duì)應(yīng)于 VCO 輸出端的預(yù)期載波頻率 5.1 MHz。當(dāng)目標(biāo)載波頻率被生成（fc = 5.1 MHz）時(shí)，鑒頻器輸出 0 V，反饋回路不會(huì)修改 VCO。

當(dāng) VCO 處于所需載波頻率時(shí)，反饋回路不會(huì)影響 VCO。然而，如果振蕩頻率出現(xiàn)偏差，回路在低通濾波器的輸出端輸出適當(dāng)極性的直流電壓，以調(diào)整并使振蕩頻率返回到所需載波頻率。

值得一提的是，頻率鑒頻器后的低通濾波器限制了反饋回路的帶寬，使其不會(huì)響應(yīng)由消息信號(hào)引起的相對(duì)較快的頻率變化。相反，它只響應(yīng)主振蕩器的緩慢漂移。如果情況不是這樣，反饋回路會(huì)抵消消息引起的頻率變化，從而防止調(diào)頻波的生成。

總結(jié)

在本文中，我們通過探討頻率倍頻器在增強(qiáng)頻率偏移中的作用，擴(kuò)展了對(duì)直接調(diào)頻生成的理解。我們還強(qiáng)調(diào)了非晶體振蕩器在保持載波頻率穩(wěn)定性方面的局限性。正如我們所學(xué)的，實(shí)現(xiàn)自動(dòng)頻率控制（AFC）電路對(duì)于解決這些局限性并最小化中心頻率漂移至關(guān)重要。這次討論強(qiáng)調(diào)了精確頻率控制在有效生成調(diào)頻波中的重要性。