日本a√视频在线,久久青青亚洲国产,亚洲一区欧美二区,免费g片在线观看网站

        <style id="k3y6c"><u id="k3y6c"></u></style>
        <s id="k3y6c"></s>
        <mark id="k3y6c"></mark>
          
          

          <mark id="k3y6c"></mark>

          新聞中心

          EEPW首頁 > 電源與新能源 > 設計應用 > 電源設計小貼士 設計CCM反激式轉(zhuǎn)換器

          電源設計小貼士 設計CCM反激式轉(zhuǎn)換器

          作者: 時間:2025-06-18 來源:EEPW 收藏
          編者按:本文屬于德州儀器“電源設計小貼士”系列技術文章,將聚焦于CCM反激式轉(zhuǎn)換器設計,探討CCM反激式轉(zhuǎn)換器在中等功耗隔離應用中的優(yōu)勢。


          本文引用地址:http://yuyingmama.com.cn/article/202506/471429.htm

          連續(xù)導通模式()通常用于中等功耗的隔離型應用。與不連續(xù)導通模式 (DCM) 運行相比,運行的特點是具有更低的峰值開關電流、更低的輸入和輸出電容、更低的EMI以及更窄的工作占空比范圍。由于具有這些優(yōu)點并且成本低廉,它們已廣泛應用于商業(yè)和工業(yè)領域。本文將提供設計注意事項中,53Vdc 至 12V/5A  的功率級設計公式。

          圖1展示了工作頻率為250kHz的60W反激式轉(zhuǎn)換器的詳細原理圖。所選占空比在最低輸入電壓(51V)和最大負載時最大,為 50%。雖然也可以在超過50%占空比的情況下運行,但在本設計中無此必要。由于57V的高壓線路輸入電壓相對較低,因此在 CCM 運行時,占空比只會降低幾個百分點。但如果負載大幅降低,轉(zhuǎn)換器進DCM運行模式,占空比就會顯著降低。

          1750254233534978.png

          圖1 60W CCM反激式轉(zhuǎn)換器原理圖

          設計規(guī)格

          為防止磁芯飽和,繞組開/關時間的伏秒積必須保持平衡。這等于方程式1:

          1750254252672311.png

          方程式1

          將dmax設置為0.5并計算Nps12(Npri: N12V)和Nps14(Npri: N14V)的匝數(shù)比,如方程式2和方程式3所示:

          1750254272703498.png

          方程式2

          1750254289362690.png

          方程式3

          變壓器匝數(shù)比現(xiàn)已設定(方程式4和方程式5),因此可計算出工作占空比和FET電壓。

          1750254307403583.png

          方程式4

          1750254324632607.png

          方程式5

          Vdsmax表示FET Q2漏極上無振鈴的“平頂”電壓。振鈴通常與變壓器漏電感、寄生電容(T1、Q1、D1)和開關速度有關。選擇200V FET時,F(xiàn)ET 電壓會再降低25%至50%。變壓器繞組之間必須實現(xiàn)良好耦合,如有可能,最大漏電感必須為1%或更低,以更大限度地減少振鈴。

          當Q2導通時,二極管D1的反向電壓應力等于方程式6:

          1750254345778799.png

          方程式6

          由于漏電感、二極管電容和反向恢復特性的影響,當次級繞組擺幅為負時,振鈴現(xiàn)象很常見。具體請參閱方程式7:

          1750254362427519.png

          方程式7

          我們選擇了額定值為30A/45V的D2PAK封裝,以便在10A電流下將正向壓降減至0.33V。功率耗散等于方程式8:

          1750254388822719.png

          方程式8

          建議使用散熱器或氣流進行適當?shù)臒峁芾怼3跫夒姼械挠嬎愎綖榉匠淌?9:

          1750254407397025.png

          方程式9

          POUTMIN是轉(zhuǎn)換器進入DCM的位置,通常為POUTMAX的20%至30%。

          初級峰值電流出現(xiàn)在VINMIN時,等于:

          1750254428608000.png

          方程式10

          這對于確定最大電流檢測電阻 (R18) 值而言是必要的,能夠防止控制器的初級過流 (OC) 保護電路跳閘。對于 UCC3809,R18 兩端的電壓不能超過 0.9V,以保證全輸出功率。在本例中,我們選擇 0.18Ω。也可以使用更小的電阻,以減少功率損耗。但過小的電阻會增加噪聲靈敏度,并使 OC 閾值處于高電平,有可能導致變壓器飽和,更糟糕的是,甚至會導致 OC 故障期間出現(xiàn)與應力相關的電路故障。電流檢測電阻耗散的功率為方程式 11:

          1750254459649757.png

          方程式11

          根據(jù)方程式12和方程式13估算FET導通損耗和關斷開關損耗:

          1750254477841980.png

          方程式12

          1750254517170643.png

          方程式13

          與 Coss 相關的損耗計算有些模糊,因為該電容具有相當高的非線性度,會隨著 Vds 的增加而降低,在本設計中估計為 0.2W。

          電容器要求通常包括計算最大均方根電流、獲得預期紋波電壓所需的最小電容以及瞬態(tài)保持。輸出電容Coutmin和 Ioutrms 的計算公式為方程式 14 和方程式 15:

          1750254537540136.png

          方程式14

          1750254556457495.png

          方程式15

          可以僅使用陶瓷電容器,但在直流偏置效應后需要 7 個陶瓷電容器才能實現(xiàn) 83μF。因此,我們只選擇了足以處理均方根電流的電容器,然后使用了電感器—電容器濾波器來降低輸出紋波電壓并改善負載瞬態(tài)。如果存在較大的負載瞬態(tài),可能需要額外的輸出電容來減少壓降。

          輸入電容等于方程式 16:

          1750254575843200.png

          方程式16

          同樣,您必須考慮會損耗電容的直流偏置效應。如方程式17所示,均方根電流約為:

          1750254590158099.png

          方程式17

          圖2展示了原型轉(zhuǎn)換器的效率,而圖3展示了反激式評估板。

          1750254607142241.png

          圖2 轉(zhuǎn)換器的效率和損耗決定了封裝的選擇和散熱要求

          1750254626430304.png

          圖3 60W反激式評估硬件尺寸為100mmx35mm

          結語

          本設計示例介紹了功能性 CCM 反激式設計的基本元件計算。然而,初始估算通常需要反復計算,以便進行微調(diào)。不過,為了獲得運行良好且優(yōu)化的反激式轉(zhuǎn)換器,在變壓器設計和控制環(huán)路穩(wěn)定等方面,往往還需要做更多的細節(jié)工作。

          小貼士”系列技術文章由專家創(chuàng)建并撰寫,旨在深入剖析當前普遍面臨的難題,并提供一系列切實可行的解決方案和創(chuàng)新設計思路,幫助設計人員更好應對挑戰(zhàn),助力設計更加高效、可靠。



          評論


          相關推薦

          技術專區(qū)

          關閉