在這篇文章中，我們研究了產(chǎn)生寬帶調(diào)頻信號的兩種不同方法。兩者都使用晶體振蕩器來提供改進的頻率穩(wěn)定性。

多年來，已經(jīng)開發(fā)了許多不同的電路來產(chǎn)生FM信號。在之前的文章中，我們了解了如何利用電抗調(diào)制器和變?nèi)荻O管使LC振蕩器可調(diào)，以直接產(chǎn)生FM。本文解釋了變?nèi)荻O管如何與晶體振蕩器一起使用，以創(chuàng)建用于產(chǎn)生直接FM波的壓控振蕩器（VCO）。在文章的最后，我們將簡要解釋基于PLL的FM生成方法，該方法也使用晶體振蕩器。

使用LC振蕩器的直接FM生成

在我們開始之前，讓我們簡要回顧一下變?nèi)荻O管LC振蕩器組合。圖1顯示了如何將變?nèi)荻O管與振蕩器的諧振電路并聯(lián)，以產(chǎn)生直接的FM波。

使用變?nèi)荻O管來調(diào)節(jié)調(diào)諧電路的諧振頻率。

圖1使用變?nèi)荻O管來調(diào)節(jié)調(diào)諧電路的諧振頻率。圖片由Steve Arar提供

圖2提供了將變?nèi)荻O管連接到LC振蕩器的更多細節(jié)。

將變?nèi)荻O管連接到振蕩器以產(chǎn)生FM。

圖2 將變?nèi)荻O管連接到振蕩器以產(chǎn)生FM。圖片由Steve Arar提供

調(diào)制信號m（t）通過變壓器疊加在直流偏置電壓（VB）上。產(chǎn)生的電壓出現(xiàn)在變?nèi)荻O管兩端。射頻扼流圈將電路的低頻部分與高頻部分隔開。最后，直流阻斷電容器確保變?nèi)荻O管的直流偏置電壓不會影響振蕩器電路。

這種電路的主要缺點是載波頻率趨于漂移，需要復雜的反饋電路來穩(wěn)定中心頻率。實現(xiàn)穩(wěn)定載波頻率的另一種方法是將變?nèi)荻O管與晶體振蕩器相結(jié)合，我們將在下面討論。

利用在晶體振蕩器中，變?nèi)荻O管可以與晶體串聯(lián)或并聯(lián)放置，以產(chǎn)生變頻振蕩器。圖3顯示了具有并聯(lián)變?nèi)荻O管的晶體振蕩器的簡化圖。

圖3 晶體提供穩(wěn)定的載波頻率；變?nèi)荻O管的可變電容使晶體的頻率略微偏離其自然共振。將消息信號施加到變?nèi)荻O管意味著輸出頻率會根據(jù)消息而變化，從而產(chǎn)生FM波。請注意，晶體的串聯(lián)和并聯(lián)諧振頻率之間的間隔必須足以避免在錯誤的頻率下振蕩。

這里的主要思想是讓晶體提供穩(wěn)定的載波頻率，并使用變?nèi)荻O管的可變電容直接產(chǎn)生FM波。然而，缺點是晶體如此牢固地建立了振蕩頻率，以至于變?nèi)荻O管的電容變化只會導致輸出頻率的輕微變化。與晶體并聯(lián)添加電容器可能會導致頻率偏移幾十到幾百ppm。

例如，假設(shè)我們在5 MHz中心頻率附近實現(xiàn)了±500 Hz的偏差。在這種情況下，100倍的頻率倍增會在500 MHz左右產(chǎn)生±50 kHz的頻率偏差。然而，工作在5 MHz的電抗調(diào)制器的頻率偏差可能為±4 kHz。通過應用×18倍頻，我們實現(xiàn)了4 kHz×18=72 kHz的輸出偏差，接近商業(yè)FM應用所需的偏差。

簡而言之，晶體振蕩器提供穩(wěn)定的載波頻率，但需要更大的倍頻因子。對于LC振蕩器，情況正好相反。雖然它不能提供足夠穩(wěn)定的載波，但它通常可以通過最小的頻率倍增來實現(xiàn)所需的頻率偏差。

評估水晶的可拉性

為了確定調(diào)整并聯(lián)電容器時晶體頻率的偏移程度（其“可拉性”），我們需要晶體的電路模型參數(shù)。或者，制造商可以提供如圖4所示的拉力曲線。

典型的晶體拉伸曲線。

圖4 水晶拉伸曲線的一個例子。圖片由Ecsxtal提供

圖4是一個相當?shù)湫偷睦η€。這表明，當晶體的負載電容從100pF變化到10pF時，相對于晶體的串聯(lián)諧振頻率，頻率從+100ppm變化到+700ppm。

除了晶體的可拉性，我們還需要考慮頻率變化的線性。頻率變化可能僅在負載電容變化的有限范圍內(nèi)呈線性，例如高達10ppm的變化。實現(xiàn)的頻率偏差非常小。

將變?nèi)萜鬟B接到晶體

圖5提供了將變?nèi)荻O管連接到晶體振蕩器的更多細節(jié)。

使用電容耦合將變?nèi)荻O管連接到晶體振蕩器。

圖5 使用電容耦合將變?nèi)荻O管連接到晶體振蕩器。圖片由Steve Arar提供

消息信號通過兩個RF扼流圈施加到變?nèi)荻O管。電容器C1和C2用于將變?nèi)荻O管連接到晶體。這些電容器比變?nèi)荻O管小得多，有助于防止變?nèi)荻O管對晶體施加過大的負載。然而，C1和C2的存在會影響晶體在變?nèi)莨苤刑囟娙葑兓瘯r所經(jīng)歷的有效電容變化。

為了理解這一點，請考慮圖6中的簡化電路模型。

晶體負載網(wǎng)絡(luò)的簡化模型。

圖6 水晶負載網(wǎng)絡(luò)的簡化模型。圖片由Steve Arar提供

在該模型中，Cj表示變?nèi)荻O管電容的中心值。ΔCj表示其變化。該網(wǎng)絡(luò)呈現(xiàn)的總負載電容可以被視為包括中心電容值（CN）加上由ΔCj引起的變化（ΔCN）。

為了評估負載網(wǎng)絡(luò)對晶體振蕩器的影響，我們需要計算ΔCN與CN的比率。如果我們將C1和C2的串聯(lián)組合的電容表示為C12，我們可以將總負載電容表示為：

方程式1

從分子和分母中減去常數(shù)項，我們得到：

方程式2

假設(shè)ΔCj遠小于C12+Cj，我們可以使用以下近似值簡化上述表達式：

方程式3

因此，方程式2可以近似為：

方程式4

使用基本代數(shù)，這個方程得出：

方程式5

由于最后一項涉及對一個小值進行平方，因此相對于其他項，它可以被認為是可以忽略不計的。在排除這個可忽略的項后，代數(shù)計算得出的總電容為：

方程式6

最后，ΔCN與CN的比值為：

方程式7

方程7的一個重要含義是，晶體負載電容的分數(shù)變化（ΔCN/CN）小于變?nèi)荻O管電容的分數(shù)改變（ΔCj/Cj）。它減少了C12/Cj的比率。例如，如果Cj=10C12，則C12/Cj=1/10，晶體兩端的分數(shù)電容變化是變?nèi)荻O管產(chǎn)生的十分之一。

為了找到變?nèi)莨芫w振蕩器組合的頻率偏差，可以使用與上述程序類似的程序和晶體的電路模型。然而，由于篇幅限制，本文將不涉及此分析。感興趣的讀者可以參考Charles W.Bostian、Frederick H.Raab和Herbert L.Krauss的經(jīng)典射頻設(shè)計書《固態(tài)無線電工程》，了解分析摘要。

帶鎖相環(huán)的FM和PM生成

生成寬帶FM信號的另一種方法是將VCO結(jié)合到鎖相環(huán)（PLL）裝置中。如圖7所示，這種方法也可以產(chǎn)生相位調(diào)制（PM）波。

將VCO結(jié)合到PLL裝置中以產(chǎn)生寬帶PM波。

圖7 將VCO結(jié)合到PLL裝置中以產(chǎn)生寬帶PM波。圖片由Steve Arar提供

這里，VCO頻率比晶體振蕩器頻率（fosc）大N倍。PLL鎖定到晶體振蕩器提供的穩(wěn)定頻率源。這設(shè)置了輸出FM波的中心頻率（fc）。輸出載波頻率的容差由晶體振蕩器電路決定。

消息信號m（t）在低通濾波器之后作為誤差信號引入環(huán)路。這促使環(huán)路調(diào)整VCO，并在其輸出和參考信號之間產(chǎn)生與消息相關(guān)的相移。

在穩(wěn)態(tài)下，輸出相位與調(diào)制信號成正比。因此，上述配置用作相位調(diào)制器。我們通過將調(diào)制信號的積分應用于系統(tǒng)來產(chǎn)生相應的FM波（圖8）。

將VCO結(jié)合到PLL裝置中以產(chǎn)生寬帶FM波。

圖8 將VCO結(jié)合到PLL裝置中以產(chǎn)生寬帶FM波。圖片由Steve Arar提供

請注意，PLL的帶寬應超過調(diào)制信號的帶寬，以防止環(huán)路使信號失真。這種調(diào)制器的線性工作范圍主要取決于相位檢測器。

存在另一種基于PLL的FM發(fā)生器，其采用窄帶FM信號作為相位檢測器的輸入之一。這里沒有介紹這種調(diào)制器，但你可以在J.S.Beasley等人的《電子通信：系統(tǒng)方法》一書中找到更多信息。

總結(jié)

帶有非晶體振蕩器的直接調(diào)頻發(fā)生器以最小的倍頻實現(xiàn)了所需的頻率偏差。然而，它缺乏足夠的載波頻率穩(wěn)定性。相比之下，變?nèi)莨芫w組合提供了穩(wěn)定的載波頻率，但需要更高的倍頻因子。

當使用變?nèi)莨芫w排列時，我們需要考慮放置在變?nèi)莨芎途w之間的耦合電容器的影響。寬帶角度調(diào)制信號也可以通過將消息信號注入PLL裝置來生成。