了解這些簡單的濾波器如何幫助您在所需信號衰減最小的情況下對抗共模噪聲。

根據(jù)噪聲的傳導(dǎo)方式，噪聲可分為共?；虿钅?。如果我們不能正確識別噪聲模式，我們可能會在電路中添加不適當(dāng)?shù)脑肼曇种平M件，從而使噪聲情況變得更糟。在本文中，我們將討論共模噪聲的解決方案：共模扼流器（CMC），它衰減共模信號，同時(shí)允許差分信號在理想情況下不衰減。

前一篇文章介紹了USB、HDMI和以太網(wǎng)等高速差分?jǐn)?shù)字接口中的共模噪聲問題。CMC在這些和其他差分?jǐn)?shù)據(jù)傳輸應(yīng)用中是有用的。它們還用于過濾開關(guān)電源和AC/DC整流器中電源線的噪聲。圖1顯示了CMC的兩種不同應(yīng)用程序。

CMC在電力線和信號線濾波中的應(yīng)用。

圖1。CMC在電力線和信號線濾波中的應(yīng)用。圖片由Murata提供

CMC是如何工作的？

共模扼流圈由纏繞在磁芯上的兩個(gè)繞組組成。圖2顯示了用于電源線過濾應(yīng)用程序的CMC。

用于電源應(yīng)用程序的CMC。

圖2:用于電源應(yīng)用程序的CMC。圖片由Octopart提供

繞組相對于彼此的方向在CMC的操作中起著關(guān)鍵作用。選擇它們是為了使設(shè)備對共模信號呈現(xiàn)高阻抗，同時(shí)使差分信號基本上不受影響地通過。

我們可以通過法拉第定律和右手規(guī)則來理解CMC的運(yùn)作?？紤]圖3中的電流，圖3顯示了施加差分信號時(shí)的CMC。

CMC由差分信號激發(fā)。

圖3。CMC由差分信號激發(fā)。圖片由Pulse Electronics提供

利用差分信號，兩個(gè)繞組產(chǎn)生大小相等但方向相反的磁通量。由于磁通量相互抵消，濾波器對信號的影響應(yīng)該可以忽略不計(jì)，使其能夠以最小的衰減通過。由于這種通量消除，差分信號不能驅(qū)動CMC的核心達(dá)到飽和。

圖4顯示CMC如何響應(yīng)共模信號。

CMC由共模信號激勵。

圖4。CMC由共模信號激勵。圖片由Pulse Electronics提供

對于共模信號，來自兩個(gè)繞組的磁通量在同一方向，產(chǎn)生大的電感阻抗。通過呈現(xiàn)高阻抗，該器件有效地抑制了線路中的高頻共模噪聲。

計(jì)算差模和共模阻抗

為了量化上述定性描述，讓我們計(jì)算CMC的差模阻抗和共模阻抗。圖5由兩個(gè)耦合的電感器組成，代表了我們可以使用的最簡單的電路模型。對于差分阻抗計(jì)算，我們應(yīng)用差分信號并將輸出連接到地。

CMC的一個(gè)簡單電路模型，用于計(jì)算差分阻抗。

圖5。CMC的一個(gè)簡單電路模型，用于計(jì)算差分阻抗。圖片由Steve Arar提供

在上述模型中，R表示繞組的銅損耗。每個(gè)繞組的阻抗為：

等式1。

其中假設(shè)繞組之間存在最大耦合（L1＝L2＝M）。這意味著濾波器理想地對差分信號呈現(xiàn)小的電阻阻抗。正如我們稍后將在文章中討論的那樣，該阻抗應(yīng)盡可能低。

圖6對同一電路中的共模激勵進(jìn)行了建模。

CMC的簡化模型，用于計(jì)算共模阻抗。

圖6。CMC的簡化模型，用于計(jì)算共模阻抗。圖片由Steve Arar提供

在這種情況下，每個(gè)繞組的阻抗為：

等式2。

其中L??R。共模輸入阻抗因此非常高，尤其是在兩個(gè)繞組之間存在強(qiáng)耦合的頻率下。如果CMC使用磁芯，那么在較低的頻率下，耦合——以及共模阻抗——將更高，而磁芯在提高電感方面更有效。

如果我們使用兩個(gè)未耦合的電感器會怎樣？

盡管我們可以使用非耦合電感器來抑制差模和共模噪聲，但CMC比單獨(dú)的電感器具有一些重要的優(yōu)勢。例如，由于差模激勵期間的磁通抵消，CMC的核心在正常操作期間不會飽和。即使當(dāng)相對較大的電流流過電路時(shí)也是如此。因此，在具有大電流的線路（如AC/DC電源線）上使用CMC來抑制噪聲更容易。

在高速數(shù)字接口中，CMC對差分信號不可見這一事實(shí)也代表了一個(gè)優(yōu)勢。圖7說明了使用非耦合和耦合電感器來過濾差分信號中的噪聲之間的區(qū)別。

使用去耦電感器（A）和耦合電感器的濾波前后的差分信號（b）

圖7。用去耦電感器（A）和CMC（b）濾波前后的差分信號。圖片由Murata提供

在圖7（a）中，使用了兩個(gè)獨(dú)立的電感器。濾波效果會平滑邊緣并使信號失真。上升時(shí)間的這種增加可能對信號完整性有害，并導(dǎo)致符號間干擾。相比之下，圖7（b）所示的理想CMC根本不會減緩邊緣的速度。

阻抗隨頻率的變化

在圖5和圖6中，我們使用兩個(gè)耦合電感器對CMC進(jìn)行建模。這種簡化的電路模型忽略了繞組的寄生電容。通過考慮繞組內(nèi)電容，我們獲得了圖8中更詳細(xì)的模型。

共模激勵CMC的等效電路模型。

圖8。共模激勵CMC的等效電路模型。圖片由Abracon提供

繞組電容在CMC的頻率響應(yīng)中起著關(guān)鍵作用。在等效模型的核心有一個(gè)并聯(lián)RLC電路意味著有一個(gè)諧振頻率，并聯(lián)LC電路的行為就像開路一樣。在該頻率下，并聯(lián)RLC電路的阻抗處于其最大值并且等于Rac。

在諧振頻率以下，電路表現(xiàn)為電感性的。然而，當(dāng)我們移動到諧振頻率以上的頻率時(shí)，電路的行為變成電容性的。圖9顯示了脈沖電子公司的幾種不同CMC的阻抗如何隨頻率變化。

幾種CMC的共模阻抗。

圖9。幾種CMC的共模阻抗。圖片由Pulse Electronics提供

如果制造商沒有提供CMC的模型，我們可以使用實(shí)驗(yàn)室測量來估計(jì)圖8中模型的參數(shù)。該模型可用于模擬CMC對共模噪聲的影響。

選擇共模扼流圈

在選擇共模扼流圈時(shí)，我們應(yīng)該同時(shí)考慮其共模阻抗和差模阻抗。差分阻抗應(yīng)盡可能低，以便所需信號可以不受影響地通過。然而，濾波器抑制噪聲的能力直接取決于其共模阻抗——共模阻抗越高，噪聲抑制越好。

我們還需要考慮共模阻抗如何隨頻率變化，以確保它在感興趣的頻率范圍內(nèi)是可接受的高。請注意，較高的共模阻抗通常對應(yīng)于較大的部件尺寸，這可能更難適應(yīng)密集的PCB設(shè)計(jì)。

圖10顯示了Murata的兩個(gè)CMC的差模和共模阻抗。

CMC數(shù)據(jù)表中的差分和共模阻抗與頻率的關(guān)系圖。

圖10。CMC數(shù)據(jù)表提供了差分和共模阻抗與頻率的關(guān)系。圖片由Murata提供

在上圖中，DLMNSN900HY2的共模阻抗在900MHz左右大于2kΩ。其在相同頻率下的差分阻抗約為200Ω。DLM0NSN500HY2的共模阻抗在大約1000 MHz時(shí)峰值高于1 kΩ，其中其差分阻抗僅為大約100Ω。

一些數(shù)據(jù)表還繪制了跨頻率的差模插入損耗。上述Murata裝置的插入損耗曲線如圖11所示。

Murata的兩個(gè)CMC的插入損耗。

圖11。Murata的兩個(gè)CMC的插入損耗。圖片由Murata提供

兩種不同的纏繞方式：雙股和分段

CMC可以使用雙線繞組或分段繞組。兩者如圖12所示。

CMC中使用的雙繞組和分段繞組。

圖12。CMC中使用的雙（左）和分段（右）繞組。圖片由Würth Elektronik提供

由于它們具有較低的漏電感，并且對差分信號表現(xiàn)出較小的衰減，雙線繞制組件通常用于高速差分信號應(yīng)用。分段纏繞CMC在繞組之間具有更大的間隔，使其更適合于高電壓。然而，這種分離導(dǎo)致更高的漏電感和更高的差分阻抗。