圖5 運放頻率特性仿真

2. 4 平均驅動電流

設定

運放將點A 電位鉗位于帶隙電壓基準上。 由M7 - M8 、M6 - M9 組成的級聯(lián)電流鏡將偏置電流I1 鏡像到M8 - M9 - R5 所在支路，所以Compara2tor 模塊的一個輸入端電壓V n 保持一定，另一輸入端電壓V p 將跟隨檢測電壓V cs變化。 當比較器輸出V out為高電平(開關管導通) 時，B 點電壓為VBL 即下限閾值檢測電壓V CSMIN ,當V cs下降到此閾值時，由M6~M11 組成的對稱電路結構使流過R5 、R6的電流相等，此時V n = V p . 若V cs V CSMIN ,即V p V n ,比較器翻轉，輸出V out為低電平。 當V out變至低電平后，M2 截止，B 點電壓將變?yōu)閂 BH , V BH即是上限閾值電壓V CSMAX ,流過L ED 的平均驅動電流是

由B 點平均電壓設定：

滯環(huán)電流范圍：

上式決定了驅動電流的紋波大小。

3 仿真結果分析

文中電路采用0. 5μm 5V/ 18V/ 40V CDMOS工藝，用Hspice Z - 2007. 03 進行仿真。 在脈沖寬度為200μs、周期為300μs 的DIM 信號和V in = 12V(典型值) 的共同作用下，仿真結果如圖6 所示。

圖6 Vin = 12V 時的電路仿真

分別在V in = 2. 5V , V in = 28V 的情況下，再次對L ED 驅動電流進行仿真，三次仿真數(shù)據結果分別如表1 所示。

表1 三種輸入電壓情況下的驅動電流

在V in = 12V 時，對LED 驅動電流進行溫度特性仿真，三次仿真波形結果分別如表2 所示。 可以看出，芯片的溫度特性較好。

表2 Vin = 12V 情況下三種環(huán)境溫度下的驅動電流

由于系統(tǒng)的固定延時τ對電流的紋波存在影響，實際的驅動電流峰值是IMAX +τoff di/ dt , 電流谷值是IMIN - τon di/ dt ,τoff 為從驅動電流大于設定值到功率開關關閉的系統(tǒng)延時，τon 為從驅動電流小于設定值到功率開關導通的系統(tǒng)延時， di/ dt 是電感電流變化率。 則電感若取較大值，對驅動電流平均值影響不大，但可以減小電流紋波， 反之， 這是以增加外部電感體積為代價的。

電路可達很高的效率， 一方面檢測電阻中的功耗

會導致電源功率耗散，但本設計中RSENSE = 0. 5Ω，則PRSENSE 相當小，另一方面，系統(tǒng)效率定義為LED 消耗的功率與電源提供的功率之比， 即η = PLED/ PPOWER. 其中， PPOWER =V in3 Ivin , PLED = V LED*

,從仿真可知， Ivin 的平均值遠遠小于

, 所以系統(tǒng)的效率可以達到非常高。

4 結束語

文中設計了一款適用于降壓型L ED 恒流驅動芯片的滯環(huán)控制電路。 采用高邊電流檢測方案，運用滯環(huán)電流控制方法對驅動電流進行滯環(huán)控制，從而獲得恒定的平均驅動電流，通過調節(jié)外部檢測電阻，可調節(jié)恒定L ED 驅動電流。 芯片采用015μm 5V/18V/ 40V CDMOS 工藝，電源電壓范圍為4. 5V~28V ,可為L ED 提供約恒定的350mA 驅動電流，溫度特性- 40 ℃~125 ℃，可達到相當高的效率。 當V in從4. 5V 變化到28V 時，平均驅動電流變化22mA ,最大恒流精度為6. 2 %.