Mark3= （5）

1）當調制比mMark1，即旋轉矢量V*處于扇區(qū)D1時，V*是由V0、V1和V2三個電壓矢量合成的，如圖3所示。根據矢量合成原理，可以列出如下方程

(6)

解式（6）得

（7）

圖3 旋轉矢量在D1扇區(qū)的矢量圖

2）當調制比Mark1mMark2，即旋轉矢量V*處于扇區(qū)D7時，V*是由V1、V2和V7三個電壓矢量合成的，可列出如下方程 (8)

解式（8）得

(9)

3)當調制比Mark2mMark3，且0θ30°，即旋轉矢量V＊處于扇區(qū)D13時，V＊是由V1、V13和V7三個電壓矢量合成的,可列出如下方程

（10）

解式（10）得

（11）

4)當調制比Mmark2mMark3，且30°θ60°，即旋轉矢量V＊處于扇區(qū)D14時，V＊是由V2、V7和V14三個電壓矢量合成的，可列出如下方程

（12）

解式（12）得

（13）

這樣，在計算其它五個區(qū)間的Tx，Ty，Tz時，只要將式（7）、（9）、（11）和（13）中的θ值分別用θ－60°，θ－120°，θ－180°，θ－240°，θ－300°來替代即可實現對整個矢量空間的計算。

4 最小開關損耗調制算法

在三電平逆變器中，由于冗余開關狀態(tài)的存在，使得一個電壓矢量對應于兩個或三個開關狀態(tài)，因此必須使用一定的算法來減少開關動作次數，從而減少開關損耗。減少開關損耗算法的基本原則是每次開關狀態(tài)的變化只引起一相電壓的變化并且只有兩個互補開關管的觸發(fā)信號發(fā)生變化，從而減少了開關損耗并降低了開關頻率。例如，在圖2中，空間矢量從D14扇區(qū)旋轉到D15扇區(qū)，A、B、C三相開關管的狀態(tài)就可以按照（221→220→210→110→110→210→220→221）→（221→220→120→110→110→120→220→221）的順序來變化。當空間矢量V＊旋轉到D14扇區(qū)時，這時的空間矢量是由V2（用開關狀態(tài)221或110表示）、V7（用開關狀態(tài)210表示）和V14（用開關狀態(tài)220表示）三個矢量共同合成的，第一個括號內開關狀態(tài)的調制順序就是空間矢量在D14扇區(qū)的調制順序。當空間矢量V＊旋轉到D15扇區(qū)時，這時的空間矢量是由V2（用開關狀態(tài)221或110表示）、V14（用開關狀態(tài)220表示）和V8（用開關狀態(tài)120表示）三個矢量共同合成的，第二個括號內開關狀態(tài)的調制順序就是空間矢量在D15扇區(qū)的調制順序。其中，開關狀態(tài)221和110代表同一個矢量V2，以它作為開關狀態(tài)的起始狀態(tài)和末尾狀態(tài)進行過渡。因此，無論是在扇區(qū)的內部還是在兩個扇區(qū)之間，開關狀態(tài)的每一次變化都只有橋臂互補驅動信號的兩個管子開關狀態(tài)發(fā)生了變化，從而減少了開關損耗。

5 實驗研究

本實驗主電路拓撲如圖1所示，二極管鉗位型三電平逆變器的主開關器件選用2SK1941，其最大承受電壓可達600V，最大通態(tài)電流16A。鉗位二極管選擇IXY SDESI30，它所能承受的最大通態(tài)電流為12A。逆變PWM開關頻率為5kHz，輸出正弦波基波頻率為278Hz。本數字控制系統(tǒng)是基于TMS320F240 DSP芯片，12路驅動信號分別由TMS320F240經控制電路產生，全比較單元的六路PWM輸出分別驅動ABC三相的S1和S3管，單比較單元的三路PWM信號及其反相信號經死區(qū)電路后分別驅動逆變器的S2和S4管。本控制是通過dq變換，把正弦交流檢測量轉變?yōu)閐q直流反饋量，再分別進行PI調節(jié)，然后通過SVPWM模塊對三電平逆變器進行控制。圖4為三相三電平逆變器的控制系統(tǒng)結構圖。

圖4 三電平控制系統(tǒng)結構圖

圖5(a)和圖5(b)分別是二極管鉗位型三電平逆變器輸出相電壓VAN、VBN、VCN和輸出線電壓VBC、VAC的實驗波形，我們能夠很明顯地看出三電平的形狀，三電平要比兩電平更逼近正弦，因此可以在開關頻率不是很高并且不增加開關管的耐壓值的情況下，獲得較低的諧波畸變率。

(a) 相電壓VAN、VBN、VCN波形

(b) 線電壓VBC、VAC波形