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          一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計

          作者: 時間:2011-11-15 來源:網絡 收藏

          1引言

          近幾年來,隨著軟開關技術在DC/DC變換器中的應用日趨成熟,變換器的工作頻率提高了,磁性元件以及電容的體積減小了,變換器的功率密度也隨之提高了。自80年代初美國VPEC(VirginiaPowerElectronicCenter)的李澤元教授提出了軟開關技術的概念后,軟開關技術在DC/DC變換器中的應用已分別經歷了諧振開關階段、準諧振階段以及軟開關PWM階段。其中前兩個階段共有的兩大缺陷是:

          (1)諧振元件處于功率傳輸?shù)闹麟娐分校沟瞄_關器件的電壓、電流應力增大;

          (2)輸出電壓與開關頻率有關,必須采用調頻控制,因此不利于輸入、輸出濾波器的設計。

          零過渡PWM技術出現(xiàn)后,受到人們廣泛的重視。零過渡PWM變換器的主要優(yōu)點是:

          (1)保留了PWM技術的優(yōu)點,實現(xiàn)了恒頻控制;

          (2)諧振元件與主開關并聯(lián),不參與功率傳輸,因此使主開關的電壓、電流應力大大減小了;

          (3)與以往的軟開關變換器相比,能實現(xiàn)零開關條件的電源電壓、負載變化范圍更寬。

          文獻1提出的兩相ZVT(ZeroVoltageTransition)PWMDC/DC變換器是多相技術與零電壓過渡PWM技術相結合的產物。由于使用了多相技術,減少了輸出電流的紋波,相對地增大了輸出功率。該電路的主開關是零電壓開通的,主續(xù)流二極管是零電流關斷的。

          本文針對兩相ZVTPWMBuck變換器拓撲結構的特點和工作原理,推導了電壓變換比、主開關零電壓開通條件等公式,并給出了輔助諧振電路元件參數(shù)選取的依據(jù)。仿真和實驗結果驗證了推導的正確性和參數(shù)設計的可行性。

          2新型兩相ZVTPWM變換器的拓撲結構及

          工作原理

          圖1所示為此變換器的拓撲結構。對這種Buck型兩相ZVTPWM變換器而言,當一個主續(xù)流二極管導通時,輔助電路開始工作,為相應相的開關器件提供零電壓開通條件。為了使輔助電路有高的工作效率,當輔助電路開始工作時,某一相的有源開關應該處于導通狀態(tài)。換句話說,占空比D應大于05。否則,如圖1中所示的輔助電路處理的功率約為D>05時的兩倍,因而增大了輔助電路的損耗。因此,這種兩相ZVTPWM變換器適用于需要電壓變換比高于05的場合。圖2所示為該電路在D>05時的主要波形。鑒于以上原因,以下主要對D>05時的工作原理以及電路特性做詳細的分析。

          一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計

          圖1兩相ZVTPWMBuck變換器

          D>05時,兩相ZVTPWMBuck變換器的工作原理如下:t0時刻,主開關S1關斷,諧振電容C1以I01大小的電流放電,使諧振電容C1上的電壓線性下降。t1時刻,主續(xù)流二極管D1兩端電壓vD1降到0,D1開始續(xù)流。t2~t3階段,諧振電流線性上升階段。t2時刻,輔助開關Sr開通,諧振電流iLr流經Dr1,并以Vs/Lr的斜率增大。t3時刻,iLr開始大于I01,主續(xù)流二極管D1斷開,諧振電感Lr與諧振電容C1開始諧振。諧振電容C1兩端的電壓以正弦規(guī)律上升,直到上升到Vs,被主開關S1的反并聯(lián)二極管鉗位在Vs,為主開關S1創(chuàng)造零電壓開通的條件。t4~t5恒流階段,由于諧振電感Lr兩端的電壓被主開關S1的反并聯(lián)二極管鉗位為零,因此諧振電感Lr中的電流保持恒定。在此階段中的任意時刻開通主開關即為零電壓開通。但在輔助開關關斷且諧振電感電流下降到I01之前,主開關中并沒有電流流過。t5時刻,輔助開關關斷,輔助回路續(xù)流二極管Dr導通,諧振電感電流開始下降,直到下降到負載電流I01時,主開關S1中才開始有電流流過。t6時刻,主開關S1的電流由零開始線性上升,諧振電感Lr中的電流繼續(xù)線性下降,直到t7時刻下降到零。在t7~t8階段,由主開關S1和S2同時為負載提供能量。

          3電路主要特性

          假設電路元件均為理想元件,且輸出濾波電感LO1、LO2足夠大,可近似看為恒流源。但在實際的電路中輸出電流難免有紋波,這樣IO就會有一部分電流被CO分流,因此設流過負載電阻RO的電流IRO=IO×p(0p1)。

          31電壓變換比一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計根據(jù)電感在穩(wěn)態(tài)時的伏—秒平衡特性(VLdt=0),可推導出D>05時該變換器的電壓變換比M為:一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計M=(1)

          式中:F=fr/fs;

          RO為負載電阻;一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計Zr=,為諧振特征阻抗;

          ta*=ta·fr=ta/Tr。一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計其中:fr=1/Tr=1/2π;

          fs=1/Ts為開關頻率;

          ta的含義如圖2中所示。

          當D≤05時,電壓變換比可近似地用下式表示:(推導從略)一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計(2)

          式中:Taux為輔助開關的導通時間。

          32主開關零電壓開通的條件

          為了能使主開關在零電壓條件下開通,諧振電容的電壓需在主開關開通信號到來時上升到Vs,即輔助開關需提前主開關一定的時間導通,為主開關創(chuàng)造零電壓開通條件。一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計TL≥Δt3+Δt4=(3)

          一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計

          圖2D>05時的主要波形

          式中:TL為輔助開關超前于主開關S1開通的時間,Δt3=t3-Δt2,Δt4=t4-t3(如圖2所示)。

          將其歸一化,得一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計(4)一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計式中:為輔助開關提前于主開關開通時間的歸一化臨界值。

          當D≤05時,使主開關零電壓開通的條件是一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計TL≥(5)

          將其歸一化,得一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計(6)

          4控制電路的實現(xiàn)

          圖3為該變換器控制電路的原理圖。兩相ZVTPWMBuck變換器兩個主開關的驅動信號相位相差180°,用兩路幅值相等、相位相反的三角波正好可以實現(xiàn)這種關系。圖3中的三角波發(fā)生器輸出兩路幅值相等相位相反的三角波1、2,它們分別與控制電壓U*比較產生兩個主開關的控制信號,再將1、2路三角波與U*+ΔU(ΔU用來產生輔助開關控制信號中超前主開關的部分TL)比較,經單穩(wěn)電路和與門產生輔助開關的控制信號。

          5參數(shù)設計一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計由于;,所以對于該變換器而言,一旦選定了Zr、F,也就確定了諧振參數(shù)Lr、Cr(C1)。

          對于該變換器的設計應以使M的可調范圍盡可能地大;M的線性度盡可能地好;輔助開關的電流應力盡可能地?。婚_關器件的損耗盡可能地小為優(yōu)化目標。

          一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計

          圖3控制電路原理圖

          一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計 一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計

          圖4F、Zr對DM曲線的影響(a)隨F變化的DM曲線(b)隨Zr變化的DM曲線

          一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計

          圖5隨F變化的D—TLmin曲線

          一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計

          圖6根據(jù)仿真結果擬合成的ZrF總損耗曲面

          一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計

          圖7主開關CE電壓(上)與諧振電感電流(下)波形

          一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計 圖4所示為F、Zr對該變換器DM曲線的影響(fs=35kHz)。其中圖4(a)所示的一族曲線是一族自上而下F由小變大的DM曲線。可見,F(xiàn)越大,M的可調范圍越大。從這個角度考慮,F(xiàn)應適當?shù)卮?。圖4(b)是一族自上而下Zr由小變大的DM曲線。可見,Zr越大,M的可調范圍越大,同時Zr大于某個值后對M的線性度以及M的可調范圍的影響就不是很明顯了。同時從減小諧振電感電流峰值的角度出發(fā),Zr也應適當?shù)卮蟆?

          圖5為自上而下F由小變大時的一族DTLmin曲線。可以看出,F(xiàn)越大,為主開關提供零電壓開關條件所需輔助開關超前主開關S1開通的時間也就越短,這樣就允許占空比的可調范圍更大。

          根據(jù)實驗樣機的設計指標,做一系列仿真。所得的數(shù)據(jù)用Matlab擬合成的總損耗曲面如圖6所示。

          最后綜合考慮上述優(yōu)化指標,選擇Zr=100,F=10(即Lr=455μH,Cr=455nF)為實驗樣機的諧振參數(shù),將其工程化,得到實際的諧振參數(shù)為Lr=47μH,Cr=C1=C2=4.7nF。

          6實驗結果

          根據(jù)前面的設計,完成了硬件電路的制作和調試。實驗電路輸入電壓Vin=200V,工作頻率fs=35kHz,將按照式(3)計算出的TL最小值留有一定裕量后作為實驗樣機的TL,TL=18μs,實際輸出電壓Vout=159V,負載電流IRo=616A,輸出功率Pout≈980W,電路工作穩(wěn)定。實驗電路的主要波形如圖7所示。

          由圖7中可以看出,諧振電感電流約1μs左右上升到最大值,并保持了一段時間,這說明主開關是零電壓開通的,同時也說明根據(jù)推導出的主開關零電壓開通條件選取的TL是正確的。

          7結語

          本文介紹了一種更適合于大功率場合的新型兩相零過渡PWM變換器,推導了電壓變換比的解析表達式,推導了實現(xiàn)零電壓開關的條件,并設計了該變換器的控制電路,利用仿真合理地選擇電路參數(shù)后,通過實驗結果證明了推導的正確性和參數(shù)選擇的可行性。

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