3 濾波和功放模塊

圖3 二階RC低通濾波電路

　　PWM波產(chǎn)生后不能直接用于控制MOSFET，需把其變成能隨占空比變化而變化的直流電壓。在此，我們選用二階RC低通無源濾波器，并取得了很好的效果。

　　二階RC低通無源濾波器的系統(tǒng)函數(shù)為：

（3）

　　其中，A為通帶增益，Q為品質(zhì)因素， ω0為截止頻率。根據(jù)式（1）算出PWM波的頻率，取截止頻率為30kHz，由式（3）可確定對應(yīng)的電阻、電容值。

　　由于無源濾波器的負載能力差，信號經(jīng)過二階無源濾波網(wǎng)絡(luò)后衰減比較厲害，需要增加一級功率放大電路。功放電路比較簡單，也有經(jīng)典電路，限于篇幅不再贅述。

　　4 恒流源模塊

　　恒流源采用的是壓控恒流元件IRF540，它的VGS為20V，ID為33A。截止時，最大漏電流為1μA，導(dǎo)通電阻僅有0.04Ω，圖4為IRF540的特性曲線。

圖4 IRF540特性曲線

　　由圖4可知，當(dāng)VGS為5V時，可輸出電流就可達到30A左右，完全能實現(xiàn)小電壓控制大電流的目的。具體應(yīng)用電路如圖5所示。

圖5 橫流電路
IRF540的G極接PWM波轉(zhuǎn)換后的直流電壓，D極接能提供15V/5A電流的電源（可采用開關(guān)電源），S極用來接采樣電阻和負載。采樣電阻應(yīng)采用溫漂系數(shù)低、阻值為10mΩ、精度為1%的大功率錳銅絲電阻。當(dāng)對采樣電阻兩端信號進行差分后，可得到采樣電阻兩端的電壓值U，而在已知采樣電阻阻值情況下，很容易得到流經(jīng)采樣電阻的電流，即I=U/R。由于負載與采樣電阻在同一條支路，故流經(jīng)負載的電流也為I。差分放大電路的放大倍數(shù)可根據(jù)采樣電阻阻值以及ADC的參考電壓來選擇，圖5中要求R1=R3，R2=R4，放大倍數(shù)為R4/R3。需要注意的是該電路應(yīng)該具有很高的輸入阻抗，以減少對負載電路的影響。差分信號經(jīng)ADC口送入單片機進行處理。

　　軟件設(shè)計

　　由圖6可知，整個系統(tǒng)是一個動態(tài)的閉環(huán)系統(tǒng)。由于PWM初始匹配值設(shè)置的大小不同，電流值在開始時可能會跟設(shè)定值有較大偏差。隨著閉環(huán)系統(tǒng)的自我調(diào)整，逐漸使輸出穩(wěn)定在設(shè)定值上下。系統(tǒng)達到穩(wěn)定狀態(tài)的時間以及穩(wěn)定后電流值波動的幅度，可根據(jù)設(shè)計要求由軟件來調(diào)整。

圖6 程序流程圖

　　實驗結(jié)果

　　我們對此數(shù)控恒流源進行了負載測試，測試結(jié)果如下：

　　從表1和表2的實測數(shù)據(jù)中可以看出，該恒流源在負載為100Ω以內(nèi)，最大誤差僅為2mA，在0～200mA段沒有誤差，滿足了設(shè)計要求，達到了較高的精度。

　　如果需要提高200mA段以上的精度，可采用軟件補償?shù)姆椒▽崿F(xiàn)。即先測量足夠多的測試數(shù)據(jù)，然后采用曲線擬合方法對數(shù)據(jù)分段進行補償，詳

　　結(jié)語

　　本文介紹的基于PWM技術(shù)的數(shù)控恒流源電路結(jié)構(gòu)簡單，成本低，系統(tǒng)穩(wěn)定可靠，精度高，已經(jīng)應(yīng)用于工業(yè)生產(chǎn)。如果設(shè)計要求更高的恒流值，可以更換更大功率的+15V/I電源，以及更換合適的壓控恒流元件。