所以，常規(guī)條件下(OUTA = 12V)實現(xiàn)LIR因子等于或小于0.3的最小電感值為：

(式13)

L2采用標準電感2.2µH，得到的LIR因子為0.24，電感峰值電流為：

(式14)

當R20檢測電阻上的電壓達到68mV(最小值)時，觸發(fā)限流。為電感容限保留一定裕量，使檢測電阻的壓降在電感電流達到峰值(IPEAK)時為限流門限的60%，從而確定檢測電阻大?。?p>

(式15)

因此，為R20選擇標準電阻值15m。

優(yōu)化IC1的外部元件

UVLO門限

為升壓轉(zhuǎn)換器IC1選擇外部元件的第一步是確定外部欠壓鎖定(UVLO)門限，通過選擇連接在主輸入IN引腳、ON/OFF引腳和地之間的電阻分壓器實現(xiàn)。對于該設計，我們在輸入電壓低于5V時關斷器件;假設冷啟動階段具有較高電壓。為R5選擇100k電阻后，利用式16選擇R4電阻值：

(式16)

所以為R4選擇標準電阻值300k。

過壓輸入(OVI)

如上文針對IC2的討論，我們必須保證OUTA節(jié)點的電壓不低于11.11V，以使降壓控制器不超出穩(wěn)壓范圍?？紤]到這一電壓門限，并為電感L1和二極管D2增加合理的壓降，IC1必須在IN電壓下降至11.5V以下時導通。然而，為優(yōu)化效率，電池電壓為正常值(IN = 12V)時，IC1不得工作。

為實現(xiàn)這一目的，利用連接在IN引腳、OVI引腳及地之間的電阻分壓器根據(jù)主電源值使能或禁用IC1。所以，當OVI引腳上的電壓超過1.228V電壓門限時，禁用IC1;當OVI引腳電壓下降至1.228V時，IC1導通，典型滯回為125mV。選擇低邊R2電阻分壓器等于20k，考慮到IC1在輸入電壓上升至11.6V以上時應關斷，必須根據(jù)式17選擇高邊R1電阻分壓器：

(式17)

采用標準170k R1電阻，當電源電壓上升至11.67V以上時，禁用IC1。這為額定12V IN電池電壓保留了330mV裕量。考慮到OVI比較器上的滯回，我們可估算使能IC1的主電源電壓降值：

(式18)

該結(jié)果證明滯回太大。我們必將將其降低，使主電源上的電壓降門限至少為11.5V，可通過在OVI引腳和SS引腳之間增加串聯(lián)電阻和肖特基二極管(R3和D1)實現(xiàn)。禁用IC1時，SS引腳內(nèi)部連接至地，將R3與R2并聯(lián)，有效減小滯回。R3使用180k電阻，忽略二極管壓降，主電源上的新電壓降門限變?yōu)椋?p>

(式19)

采用這一配置，有可能在輸入電壓上升和下降沿達到目標門限。注意，如果可行，另一種替代方法為使用外部比較器，以監(jiān)測主電源并直接驅(qū)動OVI輸入引腳。

輸出電壓

為維持2MHz固定開關頻率，如IC1數(shù)據(jù)資料所述，所有應用條件下都有必要考慮170ns的最小tON。最小tON造成最小占空比為34%(采用2MHz開關頻率)，這限制了IC可調(diào)節(jié)的最小輸出電壓。請參見圖4。為估算該電壓門限，必須考慮升壓調(diào)節(jié)器的占空比公式：

(式20)

輸入電壓(VIN)為最大值(本設計中為11.67V)且IC1工作時達到最小占空比。通過改寫式20，可估算出在此限制條件下的IC1的最小穩(wěn)壓輸出：

(式21)

圖4 IC1 (MAX15005)的電感電流

以上計算條件為最小占空比和最大輸入電壓，考慮肖特基二極管D2上的壓降為0.3V，并忽略NMOS N1上的壓降。所以，IC1必須將輸出電壓調(diào)節(jié)至17.38V以上，以確保所有工作條件下的開關頻率均為2MHz。

通過為低邊反饋電阻分壓器R13選擇10k電阻，可以計算出高邊反饋電阻分壓器R14：

(式22)

式中，VFB(MIN) = 1.215V。

最后，R14使用1%容限的137k電阻，IC1調(diào)節(jié)的最小輸出電壓為：

(式23)

這確保IC1的開關頻率總是固定為2MHz。

假設該設計的輸出功率等于20W (8V@2.5A)，IC2的效率為90%，則IC1的輸出功率必須至少為22.3W。所以，考慮到17.53V調(diào)節(jié)輸出電壓，IC1的平均輸出電流為1.27A。利用IC1調(diào)節(jié)較高輸出電壓時，降低輸出電流，從而要求低成本D2肖特基二極管。然而，輸出電容C7必須能夠承受IC1本身調(diào)節(jié)的輸出電壓。

同步和最大占空比

為保證IC1開關頻率的外部同步，頻率必須至少比設置的內(nèi)部振蕩器頻率高102%。為R6選擇7k電阻，為C4選擇100pF電容，IC1的內(nèi)部振蕩器頻率大約為1MHz，允許外部同步頻率為2MHz。

SYNC輸入檢測到同步信號上升沿時，電容C4通過內(nèi)部1.33mA(典型值)電流源放電。當該電容上的電壓(RTCT引腳)達到500mV時，電容C4通過連接至VREG5引腳的R6充電，直到檢測到下一同步信號上升沿。放電時間(TDISCHARGE)決定調(diào)節(jié)器的最小tOFF。如果該時間小于160ns(如本例中)，最小tOFF箝位至160ns。實際上，假設充電時間(TCHARGE)為340ns (TP = 500ns)，RTCT上的電壓增加：

(式24)

考慮到放電階段的凈放電電流為615μA1，RTCT引腳上所增加電壓的放電時間等于：

(式25)

160ns最小tOFF意味著最大占空比為68%。再次將升壓調(diào)節(jié)器占空比公式應用到本例(式20)，要求最大占空比(較低輸入電壓，本例中為5V)，IC1將OUTA引腳上的最大電壓調(diào)節(jié)至：

(式26)

該電壓值保證IC2不工作在壓差條件。